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控制开关频率优化完整负载及线路电压范围内的能效

发布时间:2020-06-30 18:25:01 阅读: 来源:吊坠厂家

简介 环保因素已经为当代电源设计催生新的能效要求。例如,80 PLUS倡议及其铜级、银级和金级衍生标准(见参考资料[1])迫使台式机及服务器制造商寻求创新的方案。一项重点就在于功率因数校正(PFC)段,此段跟EMI滤波器一起在低线路电压、满载条件下可能消耗输出功率的5%至8%。 然而,在一般情况下,相关器件并不是总是以它们设计的最大功率工作,而只有短时间以最大功率工作。因此,要有效地节能,“绿色要求”不仅针对满载能效。相反,这些要求倾向于因应实际工作条件,规定在满额功率20%、50%及100%等不同负载状况下的最低平均能效等级,或是能效比。 因此,中低负载条件下的能效比已成为要应对的要点。降低开关频率是减小这些条件下功率损耗的常见选择。要在极低功率条件下提供极高能效,这方案在中等功率等级的应用就必须非常审慎。本文将阐释如何管理开关频率以提供最优能效性能。文中将简述电流控制频率反走(CCFF)技术的原理。这种新方案在控制开关频率方面极为有用,提供最优的平均能效及轻载能效等级。 临界导电模式或不连续导电模式 开关损耗难于精确预测。当PFC升压转换器从临界导电模式(CrM)跳转到不连续导电模式(DCM)时,我们还是可以根据工作模式来判定损耗趋势。图1显示了这两种模式在相同功率及线路条件下(如相同线路电流)的MOSFET电流波形。

无论在什么工作模式,线路电流是开关周期内的电感电流的平均值,而开关周期就是PFC升压转换器之电磁干扰(EMI)滤波器工作的平均过程时间。 在CrM下,线路电流的计算非常简单(1):

如上所述,DCM下的导通时间就是将CrM下的导通时间乘以一个因数m(m>1),以维持提供恰当的功率。因此,电感峰值电流与电流周期时长均乘以导通时间与退磁时间之和:

图2显示了没有频率反走条件下获得的DCM损耗相对于CrM损耗的百分比。DCM损耗与CrM损耗之比根据等式(2)来计算,α比的值在1至10之间变化。当α为1时,频率并未降低,因此DCM损耗及CrM损耗相等,使二者之比为100%。α值越高,当DCM能效降低时,DCM损耗与CrMR损耗之百分比就越高;相反,当采用频率反走

图2显示出: - 当导电损耗较高或处在相同范围时,频率反走技术增加了损耗(棕色迹线)。当大的均方根电流在转换器中环流时,如当PFC段处在重负载、低线路电压条件下,就出现这种情况。 - 当导电损耗略小于开关损耗时,就需要有限程度地降低频率。但程度必须有限。否则,就完全泯灭了在开关损耗方面的好处,或者是无法针对导电损耗增加(绿色及紫色迹线)提供补偿。这种情况与线路及负载条件相对应,导致转换器流动中等的电流…… - 当导电损耗相对于开关损耗极低时(蓝色及橙色迹线),频率反走大幅降低总体损耗。然后,在线路电流较小的条件下,必须降低开关频率。 应当注意的是,频率反走技术带给MOSFET开关损耗的好处被低估了(“DCM开关损耗为将CrM开关损耗最少除以

实验数据 下述数据是使用以NCP1631(见参考资料[2])驱动的两相交错式PFC段获得的。此控制器采用频率钳位临界导电模式(FCCrM)工作,还具有频率反走功能。但应当指出的是,与CCFF(见下一段)相比,频率钳位并不取决于电流电平,而是在电流半正矢波范围内给定功率条件下保持恒定。图3显示了NCP1631 300 W评估板在施加了115 Vrms输入电压、10%、20%及50%负载条件下的能效。调节电路的反走特性以测量20%负载条件下三种不同工作频率时的能效,并考虑测量其它两种负载工作条件下两种不同工作点时的能效。下面的数据印证了轻载条件下频率下降时能效提升,且在负载较重时开关频率逐渐减小的情况下能效降低。

电流控制频率反走(CCFF) 沿袭这些能效考虑因素,安森美半导体推出了采用所谓的电流控制频率反走(CCFF)技术以驱动PFC升压段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下,当线路电流超过设定点时,PFC段采用传统CrM工作。相反,当电流低于此预设值时,在线路电流降低到0时,开关频率下降到约20 kHz(见参考资料[3]和[4])。 实际上,这些控制器监测线路电压以构建线路电流的信号表征。内部计算产生一个电流,此电流结合外部电

对CrM PFC升压段的开关频率进行钳位通常导致线路电流失真,因为传统电流波形原理假定采用CrM工作这种传统局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服,其方式跟安森美半导体的FCCrM电路类似(如NCP1605):集成了一个电路(称为VTON处理模块)来调制导通时间,以补偿存在的死区时间。此模块基于积分器(详情参见产品数据表),在对开关纹波进行了恰当滤波的条件下,其时间常数接近100 μs。

如图5所示,在大线路电流条件下,CCFF升压段倾向于采用CrM工作;随着线路电流减小,控制器采用不连续导电模式(DCM)工作。通过这种方式,即使在DCM条件下,MOSFET导通时间被延长,直至MOSFET漏极-源极电压位于谷底以提供最佳节能效果。

CCFF技术进一步催生了稳定的谷底工作。

图6 – NCP1612评估板在230 V、160 W条件下接近线路过零点时的工作。MOSFET漏极-源极电压为红色迹线,而蓝色迹线代表的是MOSFET电流。 CCFF使宽负载条件下的能效曲线变得更平坦 我们基于NCP1611评估板进行了测试(见参考资料[3])。这电路板是纤薄(厚度低于13 mm) PFC段,其设计旨在宽交流线路条件下提供160 W功率,如图7所示。

此电路板的设计旨在采用CCFF工作。然而,通过迫使高于2.5 V时的线路电流信号表征来关闭CCFF频率反走特性,此电路板也可以轻易地采用CrM工作。此外,通过防止线路信号表征下降至低于0.75 V,也可以关闭CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后,这种多用性也支持测试三种模式:CrM、CCFF及关闭跳周期的CCFF,提供极佳的相互比较,因为它们在相同的应用中工作,且使用相同的外部元器件。这样一来,就可以精确地比较这三种模式。 公平地比较也要求在有可能实现更好的定制方案时避免过大地影响某种模式的配置。但若每种模式都相同,便可能使其中某种模式不恰当地处于不利地位。此电路的设计

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